Design radio cu factor de formă mic în bandă X și Ku

Multe sisteme electronice aerospațiale și de apărare din câmpurile satcom, radar și EW / SIGINT au solicitat de mult timp accesul la o porțiune sau la toate benzile de frecvență X și Ku. Pe măsură ce aceste aplicații se deplasează pe platforme mai portabile, cum ar fi vehiculele aeriene fără pilot (UAV) și radiourile portabile, este esențial să se dezvolte noi modele de radio cu factor de formă mic, cu putere redusă, care să funcționeze în benzile X și Ku, menținând în același timp niveluri foarte ridicate de performanţă. Acest articol prezintă o nouă arhitectură IF de înaltă frecvență care reduce drastic dimensiunea, greutatea, puterea și costul atât al receptorului, cât și al transmițătorului, fără a afecta specificațiile sistemului. Platforma rezultată este, de asemenea, mai modulară, flexibilă și definită prin software decât modelele radio existente. Introducere În ultimii ani, a existat un impuls din ce în ce mai mare pentru a obține lățimi de bandă mai largi, performanțe mai mari și putere mai mică în sistemele RF, toate în același timp cu creșterea intervalului de frecvență și scăderea dimensiunii. Această tendință a fost un motor pentru îmbunătățirile tehnologice, care au permis o mai bună integrare a componentelor RF decât s-a văzut înainte. Există mulți șoferi care împing această tendință. Sistemele Satcom văd ratele dorite de date de până la 4 Gbps pentru a suporta transmiterea și primirea de terabytes de date colectate pe zi. Această cerință împinge sistemele să funcționeze în banda Ku și Ka datorită faptului că lățimile de bandă mai mari și ratele de date mai mari sunt mai ușor de realizat la aceste frecvențe. Această cerere înseamnă o densitate mai mare de canale și o lățime de bandă mai mare pe canal. Un alt domeniu al cerințelor de performanță în creștere este în EW și inteligența semnalelor. Ratele de scanare pentru astfel de sisteme sunt în creștere, determinând necesitatea sistemelor care au o reglare rapidă a PLL și o acoperire largă de bandă. Unitatea către dimensiuni, greutate și putere mai mici (SWaP) și mai multe sisteme integrate provine din dorința de a opera dispozitive portabile pe teren, precum și de a crește densitatea canalelor în sistemele mari de locație fixă. Avansarea rețelelor fază sunt, de asemenea, permise prin integrarea în continuare a sistemelor RF într-un singur cip. Pe măsură ce integrarea împinge transceiverele din ce în ce mai mici, aceasta permite fiecărui element de antenă propriul emițător-receptor, care, la rândul său, permite trecerea de la formarea fasciculului analogic la formarea fasciculului digital. Beamformingul digital oferă posibilitatea de a urmări mai multe fascicule simultan dintr-o singură matrice. Sistemele phased array au o multitudine de aplicații, fie că este vorba de radar meteo, aplicații EW sau comunicații direcționate. În multe dintre aceste aplicații, trecerea către frecvențe mai înalte este inevitabil, deoarece mediul semnalului la frecvențe mai mici devine mai aglomerat. În acest articol, aceste provocări sunt abordate folosind o arhitectură foarte integrată bazată pe transceiver-ul AD9371 ca receptor și transmițător IF, permițând îndepărtarea întregii etape IF și componentele sale asociate. Este inclusă o comparație între sistemele tradiționale și această arhitectură propusă, precum și exemple despre modul în care această arhitectură poate fi implementată printr-un proces tipic de proiectare. În mod specific, utilizarea unui transceiver integrat permite o planificare avansată a frecvenței care nu este disponibilă într-un transceiver în stil superheterodin standard. Prezentare generală a arhitecturii supereterodine Arhitectura supereterodină a fost arhitectura preferată de mulți ani datorită performanțelor ridicate care pot fi atinse. O arhitectură de receptor superheterodină constă de obicei din una sau două etape de amestecare, care sunt alimentate într-un convertor analog-digital (ADC). O arhitectură tipică de transceiver superheterodină poate fi văzută în Figura 1.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 ' alt= „Figura 1”& amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 1. Superheterodinele tradiționale de bandă X și Ku primesc și transmit lanțuri de semnal. Primul stadiu de conversie convertește în sus sau în jos convertește frecvențele RF de intrare într-un spectru în afara benzii. Frecvența primului IF (frecvență intermediară) depinde de frecvența și planificarea spurului, precum și de performanța mixerului și a filtrelor disponibile pentru front-end-ul RF. Primul IF este apoi tradus la o frecvență mai mică pe care ADC-ul o poate digitiza. Deși ADC-urile au făcut progrese impresionante în capacitatea lor de a procesa lățimi de bandă mai mari, limita lor superioară astăzi este de aproximativ 2 GHz pentru o performanță optimă. La frecvențe de intrare mai mari, există compromisuri în ceea ce privește performanța vs. frecvența de intrare care trebuie luată în considerare, precum și faptul că ratele de intrare mai mari necesită rate de ceas mai mari, care cresc puterea. Pe lângă mixere, există filtre, amplificatoare și atenuatoare de trepte. Filtrarea este folosită pentru a respinge semnalele nedorite din afara benzii (OOB). Dacă nu sunt verificate, aceste semnale pot crea false care cade deasupra unui semnal dorit, făcând dificilă sau imposibilă demodularea. Amplificatoarele stabilesc cifra de zgomot și câștigul sistemului, oferind o sensibilitate adecvată pentru a primi semnale mici, fără a oferi în același timp atât de mult încât ADC-ul să se suprasatureze. Un lucru suplimentar de remarcat este că această arhitectură necesită frecvent filtre cu unde acustice de suprafață (SAW) pentru a îndeplini cerințele stricte de filtrare pentru antialiasing în ADC. Cu filtrele SAW vine o lansare bruscă pentru a îndeplini aceste cerințe. Cu toate acestea, sunt introduse, de asemenea, întârzieri semnificative, precum și ondulații. Un exemplu de plan de frecvență al receptorului superheterodin pentru banda X este prezentat în Figura 2. În acest receptor, se dorește să recepționeze între 8 GHz și 12 GHz cu o lățime de bandă de 200 MHz. Spectrul dorit se amestecă cu un oscilator local reglabil (LO) pentru a genera un IF la 5.4 GHz. IF-ul de 5.4 GHz se amestecă apoi cu un LO de 5 GHz pentru a produce IF-ul final de 400 MHz. IF-ul final variază de la 300 MHz la 500 MHz, care este un interval de frecvență în care mulți ADC pot funcționa bine.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 ' alt= „Figura 2”& amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 2. Exemplu de plan de frecvență pentru un receptor în bandă X. Specificațiile receptorului — Ce contează În afară de bine-cunoscutul câștig, cifra de zgomot și specificațiile punctului de interceptare de ordinul al treilea, unele specificații tipice care influențează planificarea frecvenței pentru orice arhitectură a receptorului includ respingerea imaginii, respingerea IF, parazita generată de sine și radiația LO. Pinteni de imagine—RF în afara benzii de interes care se amestecă cu LO pentru a genera ton în IF. IF spurs—RF la frecvența IF care se strecoară prin filtrare înaintea mixerului și apare ca un ton în IF. Radiații LO - RF de la LO care se scurge către conectorul de intrare al lanțului receptorului. Radiația LO oferă un mijloc de a fi detectată, chiar și atunci când se efectuează doar o operație de recepție (vezi Figura 3).       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing- pagini / articole-tehnice / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure3.png? w = 435 'alt =' Figura 3 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 3. Radiația LO se scurge înapoi prin partea frontală. Spuriu generat de sine — impuls la IF care rezultă din amestecarea ceasurilor sau a oscilatorilor locali în interiorul receptorului. Specificațiile de respingere a imaginii se aplică atât pentru prima cât și pentru a doua etapă de amestecare. Într-o aplicație tipică pentru benzile X și Ku, prima etapă de amestecare poate fi centrată în jurul unui IF înalt în intervalul de 5 GHz până la 10 GHz. Un IF ridicat este de dorit aici, datorită faptului că imaginea se încadrează la Ftune + 2 × IF, așa cum se arată în Figura 4. Deci, cu cât este mai mare IF, cu atât banda de imagine va cădea mai departe. Această bandă de imagine trebuie respinsă înainte de a lovi primul mixer, altfel energia din afara benzii din acest interval va apărea ca falsă în primul IF. Acesta este unul dintre motivele principale pentru care sunt utilizate de obicei două etape de amestecare. Dacă ar exista o singură etapă de amestecare, cu FI în sute de MHz, frecvența imaginii ar fi foarte greu de respins în partea din față a receptorului.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435 ' alt='Figura 4'& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 4. Imagini care se amestecă în IF. Există o bandă de imagine pentru al doilea mixer atunci când convertiți primul IF în al doilea IF. Deoarece al doilea IF are o frecvență mai mică (de la câteva sute de MHz până la 2 GHz), cerințele de filtrare ale primului filtru IF pot varia destul de mult. Pentru o aplicație tipică în care al doilea IF este de câteva sute de MHz, filtrarea poate fi foarte dificilă cu un prim IF de înaltă frecvență, necesitând filtre personalizate mari. Acesta poate fi adesea cel mai dificil filtru din sistem de proiectat, din cauza frecvenței înalte și a cerințelor de respingere de obicei înguste. În plus față de respingerea imaginii, nivelurile de putere LO care revin de la mixer la conectorul de intrare de recepție trebuie filtrate agresiv. Acest lucru asigură că utilizatorul nu poate fi detectat din cauza puterii radiate. Pentru a realiza acest lucru, LO ar trebui să fie plasat în afara benzii de trecere RF pentru a se asigura că poate fi realizată o filtrare adecvată. Prezentarea arhitecturii High IF Cea mai recentă ofertă de transceiver integrate include AD9371, un transceiver cu conversie directă de la 300 MHz la 6 GHz cu două canale de recepție și două de transmisie. Lățimea de bandă de recepție și transmisie este reglabilă de la 8 MHz până la 100 MHz și poate fi configurată pentru funcționare duplex cu diviziune în frecvență (FDD) sau duplex cu divizare în timp (TDD). Piesa este găzduită într-un pachet de 12 mm2 și consumă ~3 W de putere în modul TDD sau ~5 W în modul FDD. Odată cu avansarea calibrărilor de corectare a erorilor în cuadratură (QEC), se obține o respingere a imaginii de la 75 dB la 80 dB.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435 ' alt='Figura 5'& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 5. Schema bloc al transceiverului cu conversie directă AD9371. Avansarea performanței circuitelor integrate transceiver integrate a deschis o nouă posibilitate. AD9371 încorporează al doilea mixer, a doua filtrare și amplificare IF și ADC cu atenuare variabilă, precum și filtrare digitală și decimare a lanțului de semnal. În această arhitectură, AD9371, care are o gamă de reglare de la 300 MHz la 6 GHz, poate fi reglat la o frecvență între 3 GHz și 6 GHz și poate primi primul IF direct (vezi Figura 6). Cu un câștig de 16 dB, NF de 19 dB și OIP3 de 40 dBm la 5.5 GHz, AD9371 este specificat în mod ideal ca un receptor IF.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media / analog / ro / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure6.png? w = 435 'alt =' Figure 6 '& amp; amp; amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 6. Transceiver în bandă X sau Ku cu AD9371 ca receptor IF. Odată cu utilizarea transceiver-ului integrat ca receptor IF, nu mai există o preocupare a imaginii prin al doilea mixer, așa cum este cazul receptorului superheterodin. Acest lucru poate reduce foarte mult filtrarea necesară în prima bandă IF. Cu toate acestea, trebuie să existe încă unele filtre pentru a ține cont de efectele de ordinul doi în transceiver. Prima bandă IF ar trebui să ofere acum o filtrare de două ori mai mare decât prima frecvență IF pentru a anula aceste efecte — o sarcină mult mai ușoară decât filtrarea celei de-a doua imagini și a celei de-a doua LO, care poate fi aproape de câteva sute de MHz. Aceste cerințe de filtrare pot fi abordate în mod obișnuit cu filtre LTCC mici și ieftine. Acest design oferă, de asemenea, un nivel ridicat de flexibilitate în sistem și poate fi reutilizat cu ușurință pentru diferite aplicații. O modalitate prin care este oferită flexibilitatea este selecția frecvenței IF. O regulă generală pentru selecția IF este să o plasați într-un interval care este cu 1 GHz până la 2 GHz mai mare decât lățimea de bandă a spectrului dorit prin filtrarea front-end. De exemplu, dacă proiectantul dorește o lățime de bandă de spectru de 4 GHz de la 17 GHz la 21 GHz prin filtrul frontal, IF poate fi plasat la o frecvență de 5 GHz (1 GHz peste lățimea de bandă dorită de 4 GHz). Acest lucru permite o filtrare realizabilă în partea din față. Dacă se dorește doar 2 GHz de lățime de bandă, ar putea fi utilizat un IF de 3 GHz. În plus, datorită naturii definibile de software a AD9371, este ușor să schimbați IF-ul din mers pentru aplicațiile radio cognitive, unde semnalele de blocare pot fi evitate pe măsură ce sunt detectate. Lățimea de bandă ușor reglabilă a AD9371 de la 8 MHz la 100 MHz permite în plus evitarea interferențelor în apropierea semnalului de interes. Cu nivelul ridicat de integrare în arhitectura IF înaltă, ajungem la un lanț de semnal de receptor care ocupă aproximativ 50% din spațiul necesar pentru o superheterodină echivalentă, scăzând în același timp consumul de energie cu 30%. În plus, arhitectura IF înaltă este un receptor mai flexibil decât arhitectura superheterodină. Această arhitectură este un facilitator pentru piețele SWaP scăzute unde se doresc dimensiuni mici, fără pierderi de performanță. Planificarea frecvenței receptorului cu arhitectura IF înaltă Unul dintre avantajele arhitecturii IF înalte este capacitatea de a regla IF. Acest lucru poate fi deosebit de avantajos atunci când se încearcă crearea unui plan de frecvență care evită orice interferență. Poate rezulta un impuls de interferență atunci când semnalul recepționat se amestecă cu LO din mixer și generează un impuls m × n care nu este tonul dorit în banda IF. Mixerul generează semnale de ieșire și impulsuri conform ecuației m × RF ± n × LO, unde m și n sunt numere întregi. Semnalul recepționat creează un impuls m × n care poate cădea în banda IF și, în anumite cazuri, tonul dorit poate provoca un impuls de încrucișare la o anumită frecvență. De exemplu, dacă observăm un sistem proiectat să recepționeze 12 GHz până la 16 GHz cu un IF la 5.1 GHz, ca în Figura 7, frecvențele de imagine m × n care provoacă apariția unui pinten în bandă pot fi găsite cu următoarea ecuație : & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure7.png? w = 435 'alt =' Figura 7 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am ;amp;amp;gt; Figura 7. Receptor și transmițător de 12 GHz până la 16 GHz de înaltă arhitectură IF. În această ecuație, RF sunt frecvențele RF de la intrarea mixerului, care fac ca un ton să scadă în IF. Să folosim un exemplu pentru a ilustra. Dacă receptorul este reglat la 13 GHz, înseamnă că frecvența LO este la 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Introducând aceste valori în ecuația anterioară și permițând lui m și n să varieze de la 0 la 3, obținem următoarea ecuație pentru RF: Rezultatele sunt în următorul tabel: Tabelul 1. M × N Falsă Tabelul 18.1 GHz LO mil RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 În tabel, primul rând / a patra coloană arată semnalul dorit de 13 GHz, care este rezultatul unui produs 1 × 1 din mixer. A cincea coloană/al patrulea rând și a opta coloană/al treilea rând arată frecvențe în bandă potențial problematice, care pot apărea ca pinteni în bandă. De exemplu, un semnal de 15.55 GHz se află în intervalul dorit de la 12 GHz la 16 GHz. Un ton la 15.55 GHz pe intrare se amestecă cu LO, pentru a genera un ton de 5.1 GHz (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). Celelalte rânduri (2, 3, 4, 6, 7 și 9) pot reprezenta, de asemenea, o problemă, dar datorită faptului că sunt în afara benzii, pot fi filtrate de filtrul trece-bandă de intrare. Nivelul pintenului depinde de mai mulți factori. Principalul factor este performanța mixerului. Deoarece un mixer este în mod inerent un dispozitiv neliniar, există multe armonice generate în cadrul piesei. În funcție de cât de bine sunt potrivite diodele din interiorul mixerului și cât de bine este optimizat mixerul pentru performanțe false, nivelurile de ieșire vor fi determinate. O diagramă a mixerului este de obicei inclusă în fișa de date și poate ajuta la determinarea acestor niveluri. Un exemplu de diagramă a mixerului este prezentat în Tabelul 2, pentru HMC773ALC3B. Graficul specifică nivelul dBc al pintenilor în raport cu tonul dorit 1 × 1. Tabelul 2. Grafic Mixer Spur pentru HMC773ALC3B n x LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 -1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Cu această diagramă spur, împreună cu o extensie a analizei care a fost făcută în Tabelul 1, putem genera o imagine completă a ceea ce tonurile de imagine m × n pot interfera cu receptorul nostru și la ce nivel. O foaie de calcul poate fi generată cu o ieșire similară cu cea prezentată în Figura 8.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media / analog / ro / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure8.png? w = 435 'alt =' Figure 8 '& amp; amp; amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 8. m × n imagini pentru un receptor de la 12 GHz la 16 GHz. În Figura 8, porțiunea albastră arată lățimea de bandă dorită. Liniile arată diferite m × n imagini și nivelurile acestora. Din această diagramă, este ușor de văzut ce cerințe de filtrare sunt necesare înainte de mixer pentru a îndeplini cerințele de interferență. În acest caz, există mai mulți pinteni de imagine care cad în bandă și nu pot fi filtrați. Ne vom uita acum la modul în care flexibilitatea arhitecturii IF înalte ne permite să lucrăm în jurul unora dintre aceste pinteni, ceea ce este ceva pe care arhitectura superheterodină nu și-l permite. Evitarea interferențelor în modul receptor Graficul din Figura 9 arată un plan de frecvență similar care variază de la 8 GHz la 12 GHz, cu un IF implicit la 5.1 GHz. Acest grafic oferă o vedere diferită a pintenilor mixerului, arătând frecvența centrală a tonului vs. m × n frecvența imaginii, spre deosebire de nivelul de spur așa cum s-a arătat anterior. Linia diagonală 1:1 cu caractere aldine din acest grafic arată pintenul 1 × 1 dorit. Celelalte linii de pe grafic reprezintă m × n imagini. În partea stângă a acestei figuri este o reprezentare fără flexibilitate în acordarea IF. IF-ul este fixat la 5.1 GHz în acest caz. Cu o frecvență de acord de 10.2 GHz, un pinten de imagine 2 × 1 traversează semnalul dorit. Aceasta înseamnă că, dacă sunteți reglat la 10.2 GHz, există șanse mari ca un semnal din apropiere să blocheze recepția semnalului de interes. Graficul corect arată o soluție la această problemă cu reglarea FI flexibilă. În acest caz, IF trece de la 5.1 GHz la 4.1 GHz aproape de 9.2 GHz. Acest lucru împiedică apariția pintenului încrucișat.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media / analog / ro / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure9.png? w = 435 'alt =' Figure 9 '& amp; amp; amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 9. m × n crossover pin fără flexibilitate IF (sus) și evitând crossover cu reglaj IF (jos). Acesta este doar un exemplu simplu al modului în care semnalele de blocare pot fi evitate cu arhitectura IF înaltă. Când sunt cuplate cu algoritmi inteligenți pentru a determina interferența și a calcula noi frecvențe potențiale IF, există multe modalități posibile de a realiza un receptor care se poate adapta la orice mediu spectral. Este la fel de simplu ca determinarea unui IF adecvat într-un interval dat (de obicei, 3 GHz până la 6 GHz), apoi recalcularea și programarea LO pe baza acelei frecvențe. Planificarea frecvenței transmițătorului cu arhitectura IF înaltă Ca și în cazul planificării frecvenței de recepție, este posibil să se profite de natura flexibilă a arhitecturii IF înalte pentru a îmbunătăți performanța falsă a transmițătorului. În timp ce din partea receptorului, conținutul de frecvență este oarecum imprevizibil. Pe partea de transmisie, este mai ușor să preziceți falsitatea la ieșirea transmițătorului. Acest conținut RF poate fi prezis cu următoarea ecuație: În cazul în care IF este predefinit și determinat de frecvența de reglare a AD9371, LO este determinat de frecvența de ieșire dorită. O diagramă mixer similară cu cea făcută pentru canalul receptor poate fi generată pe partea de transmisie. Un exemplu este prezentat în Figura 10. În acest grafic, cei mai mari pinteni sunt imaginea și frecvențele LO, care pot fi filtrate la nivelurile dorite cu un filtru trece-bandă după mixer. În sistemele FDD în care ieșirea falsă poate desensibiliza un receptor din apropiere, pintenii în bandă pot fi problematici și aici flexibilitatea reglajului IF poate fi utilă. În exemplul din Figura 10, dacă se folosește un FI static de 5.1 GHz, va exista un impuls de încrucișare pe ieșirea transmițătorului, care va fi aproape de 15.2 GHz. Reglând IF la 4.3 GHz la o frecvență de 14 GHz, poate fi evitată încrucișarea. Acest lucru este prezentat în Figura 11.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media / analog / ro / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure10.png? w = 435 'alt =' Figure 10 '& amp; amp; amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 10. Ieșire falsă, fără filtrare.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media / analog / ro / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure11.png? w = 435 'alt =' Figure 11 '& amp; amp; amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 11. IF static provoacă crossover spur (sus), reglaj IF pentru a evita crossover spur (jos). Exemplu de proiectare—Sistem FDD în bandă largă Pentru a arăta performanța care poate fi atinsă cu această arhitectură, a fost construit un prototip de sistem FDD de receptor și transmițător cu componente de la raft Analog Devices și configurat pentru funcționare de la 12 GHz la 16 GHz în banda de recepție, și funcționare de la 8 GHz până la 12 GHz în banda de transmisie. Un IF de 5.1 GHz a fost folosit pentru a colecta date de performanță. LO a fost setat la un interval de la 17.1 GHz la 21.1 GHz pentru canalul de recepție și 13.1 GHz la 17.1 GHz pentru canalul de transmisie. Diagrama bloc pentru prototip este prezentată în Figura 12. În această diagramă, placa de conversie X și Ku este prezentată în stânga, iar placa de evaluare AD9371 este afișată în dreapta.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media / analog / ro / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure12.png? w = 435 'alt =' Figure 12 '& amp; amp; amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 12. Schema bloc pentru sistemul prototip FDD al receptorului și transmițătorului în bandă X și Ku. Câștigul, cifra de zgomot și datele IIP3 au fost colectate pe convertorul de recepție și sunt prezentate în Figura 13 (sus). În general, câștigul a fost de ~20 dB, NF a fost de ~6 dB și IIP3 a fost de ~–2 dBm. O anumită nivelare suplimentară a câștigului ar putea fi realizată cu ajutorul unui egalizator sau ar putea fi efectuată o calibrare a câștigului utilizând atenuatorul variabil din AD9371.       & amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media / analog / ro / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure13.png? w = 435 'alt =' Figure 13 '& amp; amp; amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amplificator; amplificator; amplificator; amplificator amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 13. Date receptor în bandă Ku (sus), date transmițător în bandă X (jos). A fost măsurat și convertizorul de transmisie, înregistrându-și câștigul, 0 P1dB și OIP3. Aceste date sunt reprezentate grafic pe frecvență în Figura 13 (jos). Câștigul este de ~27 dB, P1 dB ~22 dBm și OIP3 ~32 dBm. Când această placă este cuplată cu transceiver-ul integrat, specificațiile generale pentru recepție și transmisie sunt prezentate în Tabelul 3. Tabelul 3. Tabel cu performanța generală a sistemului Rx, 12 GHz până la 16 GHz Tx, 8 GHz până la 12 GHz Câștig 36 dB Putere de ieșire 23 dBm Zgomot Figura 6.8 dB Zgomot de etaj –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Pin, max (fără AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Putere 3.4 W Putere 4.2 W În general, performanța receptorului este în concordanță cu o arhitectură superheterodină, în timp ce puterea este mult redusă . Un design superheterodin echivalent ar consuma mai mult de 5 W pentru lanțul de receptor. În plus, placa prototip a fost fabricată fără prioritate pentru a reduce dimensiunea. Cu tehnici adecvate de dispunere a PCB-urilor, precum și integrarea AD9371 pe același PCB ca și convertorul descendent, dimensiunea totală a unei soluții care utilizează această arhitectură ar putea fi condensată la doar 4 până la 6 inch pătrat. Acest lucru arată economii semnificative de dimensiune față de o soluție superheterodină echivalentă, care ar fi mai aproape de 8 până la 10 inci pătrați.

Lăsaţi un mesaj 

Lista de mesaje